【功率器件研究所】第二课：如何理解功率MOSFET规格书（3/4）—— 动态参数

六．动态参数

图6.1 IRFB11N50A datasheet section 7

如图6.1，这组数据给出了结温25度时的动态参数，这些参数反应了器件在应用时的真实状态。

这些动态参数是相辅相成的，有很多的内在联系，但大致可以分为四类：跨导，电容，电荷以及开关时间。

对于高压器件来说，其最高的开关频率为100kHz，此时电容参数对它很重要。

对于低压器件来说，其最低的开关频率为100kHz，此时电荷参数对它很重要。

1．电容：

功率MOSFET的栅极附近和耗尽层中存在着大量寄生电容，这些电容的充电和放电特性，决定了功率MOSFET在开关过程中的开关延迟。

为了提高器件的频率特性，就需要降低功率MOSFET的电容，但是降低电容参数的时候，导通电阻R_DS(on)会随之增大。

在实际中用，我们使用C_iss，C_oss和C_rss三个参数来作为衡量功率MOSFET器件频率特性的参数，它们并不是一个定值，而是随着其外部施加给器件本身的电压变化的(见图6.2)。

图6.2Typical Capacitancevs.Drain-to-Source Voltage

图6.3MOSFET电容模型分布

我们就一般datasheet中会给出的几种电容值分别做说明：

1）输入电容C_iss：

栅短路共源输入电容，组成公式：

C_iss= C_GD+C_GS（C_DS短路）

（式6.1）

在开关过程过，输入电容是影响导通时间和栅电荷的主要因素。

2）输出电容C_oss：

栅短路共源输出电容，组成公式：

C_oss= C_DS+C_GD（式6.2）

输出电容是所有电容值中最重要的一个，因为在器件关闭时，由于输出电容的存在，会产生一个电流I=C(dv/dt)，如果这个电流过大的话，会严重影响包括雪崩能量在内的各项性能。

3）反馈电容C_rss：

栅短路共源反向传输电容，组成公式：

C_rss= C_GD  （式6.3）

反馈电容也称米勒电容，存在于输入，输出电容中，受外加漏电压影响而变化。

4）极限输入，输出电容：

一般用于测试输入，输出和反馈电容的测试条件是：V_GS=0V，V_DS =25V，ƒ=1.0MHz。只有在需要绘制如图6.24的曲线图时，才需要测试V_DS=1V及400V（80％额定电压）的各项电容值。

5）有效输出电容C_osseff：

如图6.4，主要是一个RC充电的动作，截取开始充电时间至80％额定电压，进而得到一个有效输出电容。

图6.4MOSFET有效电容定义图

从上述对各电容的描述中，可以看出，其实输入输出电容也好，反馈电容也好，都是C_GS，C_GD和C_DS三个电容在变化组合。下面我们参照图6.7，分别进行说明。

图6.7 MOSFET Turn-onWaveform

（1）C_GS：

栅源间电容。主要由3部分组成:

C_GS =C_GS P+ C_GS N⁺+ C_GS M

（式6.4）

其中：

C_GS P：

栅和P-body间的电容。它是由Poly和P-body为上下极板，GateOxide为介质构成的（图6.5中蓝色部分），它受到栅压，漏压和沟道长度的影响。

图6.5 MOSFET电容主要组成部分

当漏压V_DS上升时，耗尽区扩展到P-body区域，导致C_GSP的下降。这之后，即使漏压V_DS上升到击穿电压，C_GSP几乎没有变化，因为耗尽区不能越过P-body的10%。因此，由于V_DS导致的C_GSP非常微小。

C_GS N⁺：

栅和N⁺扩散区间的电容。它是由Poly和N⁺相交区域作为上下极板，两者相交区域的GateOxide为介质构成的（图6.5中红色部分）。根据电容计算公式，我们得到：

（式6.5）

 其中：

ε_ox：栅氧层的介质常数；

t_ox：栅氧层厚度；

A_N⁺_O：是栅电极与N⁺相交区域的面积。

 所以，也可以简化为相交部分氧化层电容C_OX与Poly和N⁺相交区域面积的乘积。

C_GS M:

是栅和源金属间的电容。它是由Poly和引出Source的金属层相交区域作为上下极板，两者相交区域的绝缘介质为介质构成的（图6.5中黄色部分）。根据电容计算公式，我们得到

（式6.6）

其中：

ε_l：中间绝缘介质的介电常数；

t_O：中间绝缘介质的厚度；

A_O：栅电极与源相交部分的面积；

（2）C_GD:

是栅漏间的电容。它是由两个电容串联而成的：

（式6.7）

其中：

C_GDox：

栅极氧化层电容，它是由Poly和外延层耗尽区相交区域作为上下极板，两者相交区域的GateOxide为介质构成的（图6.5绿色部分）。

C_GDdep：

外延层耗尽区电容，它是由GateOxide和外延层相交区域作为上下极板，两者相交区域的外延层耗尽区为介质构成的（图6.5紫色部分）。

由于耗尽层的宽度是由V_DS的大小来决定的，当V_DS很大时，C_GDdep就会因为耗尽层的逐渐展宽而变小，从而使C_GD也相应变小。

功率MOSFET的频率响应受输入电容的充放电限制。如果决定输入电容的C_GS，C_GD变小，该器件才可能在高频工作。因为输入电容与温度无关，因此，MOSFET的开关速度与温度无关。

栅漏电容C_GD是与电压成非线性关系，是一个极为重要的参数，因为它在电路输入和输出中保证了有一个反馈回路的存在。由于栅漏电容C_GD使得动态输入电容变得大于静态电容的总和，所以我们也把栅漏电容C_GD称为米勒电容。

（3）C_DS:

是漏源间的电容。它的值由于随着V_DS及其电容厚度（即P-body与N-漂移区的结厚度）的变化而变化：

（式6.8）

当V_DS远大于Φ_B时，C_DS会随着V_DS的增加而降低。

所以，从工艺角度来看，沟道长度越短，栅氧厚度越厚，功率MOSFET的电容越小。但是沟道长度不能太短，这样会引起沟道容易穿通，出现软击穿现象。同时栅氧厚度的减小也不是没有限度的，必须保证合适的Vth以及栅耐压栅漏电的问题。

电容数值的作用是有限的。输入电容值只给出一个大概的驱动电路所需的充电说明。而栅极充电信息则更为有用。

 3．电荷：

作为评估和计算MOSFET栅极驱动电路及损耗的标准，栅电荷对于电路设计人员的意义重大。而之所以将跨到也纳入电荷分类中，主要是因为其特别的温度系数，这一因素也必须考虑在栅极驱动电路的设计中。

1）跨导g_fs：

跨导是指漏极输出电流的变化量与栅源电压变化量之比，是栅源电压对漏极电流控制能力大小的量度。

例如，如果g_fs=10S的话，表示栅电压每增加1V，漏电流就升高10A。

之前我们说过，跨导是一个有着特别温度系数特性参数。如图6.6，25℃和175℃两条曲线有一个交点，此交点对应着相应的V_GS和I_D。

图6.6 典型跨导曲线

若称这个交点的V_GS为转折电压（这里约6.8V），可以看到：

在V_GS转折电压的左下部分曲线，V_GS电压一定时，温度越高，所流过的电流越大，温度和电流形成正反馈，即MOSFET的R_DS(on)为负温度系数，可以将这个区域称为R_DS(on)的负温度系数区域。

而在V_GS转折电压的右上部分曲线，V_GS电压一定时，温度越高，所流过的电流越小，温度和电流形成负反馈，即MOSFET的R_DS(on)为正温度系数，可以将这个区域称为R_DS(on)正温度系数区域。由对于一般的高压器件的应用，V_GS都会大于10V，所以在没有特殊说明的情况下，都认为MOSFET的R_DS(on)有正温度系数特性。

但是，栅电压V_G需要一个建立过程，尤其是在MOSFET并联使用时，必须尽量减少在R_DS(on)的负温度系数区域内的时间，也就是说，必须使栅电压V_G在最短的时间内上升至目标电压。而用以衡量这一点的正是栅极充电电量Q_g。

2）栅极总充电电量Q_g，栅源充电电量Q_gs，栅漏充电电量Q_gd:

为达到一个特定的栅源电压，栅极所必须充的电量就叫做Q_g。

MOSFET 是电压型驱动器件，驱动的过程就是栅极电压的建立过程，这是通过对栅源及栅漏之间的电容Ciss充电来实现的。

由于C_GD是一个随电压变化的参数，所以在给定电容规范的时候，引入了Q_g，来帮助设计人员计算栅极所需的电荷数量：

（式6.9）

例如，在Gate上加1mA，达到开启所需的20nC需要20mS的话，根据式6.9，可以得到如果在Gate上加1A，那么需要20nS来达到开启所需的20nC。

那么如何定义Q_g，Q_gs和Q_gd的值呢？

如图6.13，Gate上接外接电源，V_G开始上升。

在t₁时，V_G升至开启电压V_th，此时MOSFET导通，Drain电流开始对C_GS充电，在开始到t₁过程中的充电电量定义为Q_gs1。

在t₂时，C_GS充电完成，Drain电流到达我们需要的I_D值，并进入恒定线性区域，Drain电压开始下降，Drain电流开始对米勒电容C_GD充电，在t₁到t₂过程中的充电电量定义为Q_gs2。

于是有：

Q_gs = Q_gs1 + Q_gs2   

（式6.10）

在t₃时，米勒电容C_GD充电完成，开始对C_GS进行过冲，在t₂到t₃过程中的充电电量定义为Q_gd。

在t₄时， Gate上的电压达到指定电压后，保持恒定。整个从开始到此时的电荷总量就是datasheet中所给出的栅极总充电电量Q_g。

Q_g在实际应用中是一个很重要的参数,尤其是在高频低电压开关电路中，开关器件的Q_g一定要越低越好，这是因为在影响开关损耗的参数中,我们唯一能改善的就只有Q_g了。

 （式6.11）

根据式6.11，我们假设上升时间和下降时间相等，则可以得到：

（式6.12）

又由于Q=I·t，所以我们可以得到：

（式6.13）

式6.13 就是开关功率损耗的计算公式。

其中：

f_SW是开关频率，这个是由客户端应用电路决定的。

V_DS和I_D是器件的额定电压和电流，这个是由设计端决定的。

所以如之前所说的，唯一能进行优化的，就只有Q_g这个参数了,越小的Q_g，产生的开关损耗就越低。

此外，Q_g与R_DS(on)的乘积R×Q与RSP一起，作为评估MOSFET性能的质量因素FOM（Figure ofMerits），被广泛的接受和使用。

4．开关时间：

开关时间包含四个参数，如图6.8

图6.8 MOSFETSwitchingWaveform

这四个参数分别是：

1）导通延迟时间t_d(on):

从有输入电压上升到 10%开始到 V_DS下降到其幅值 90%的时间

2）上升时间t_r:

输出电压 V_DS从90%下降到其幅值10%的时间

3）导通延迟时间t_d(off):

输入电压下降到90%开始到 V_DS上升到其关断电压时10%的时间。

4）上升时间t_f:

输出电压 V_DS从10%上升到其幅值90%的时间。

开关时间都是在纯电阻电路中测试所得的，用以表征器件的导通和关断特性，从而预估出器件开关过程中的能量损耗。

但是，在真实的应用中，没有一个电路是纯电阻电路，所以开关时间一般用于不同器件间的性能对比，其值并不能用于实际的应用电路的计算。