一、IGBT的定义
绝缘栅双极晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor）简称IGBT，是近年来高速发展的新型电力半导体场控自关断功率器件，集功率MOSFET的高速性能与双极性器件的低电阻于一体，具有输入阻抗高，电压控制功耗低，控制电路简单，耐高压，承受电流大等特性，其单体或模块主要应用于UPS、电焊机、电机驱动等大功率场合，以及微波炉、洗衣机、电磁灶、电子整流器、照相机的家用低功率电器。
图1a、IGBT器件的内部等效电路
图1b、MOSFET器件的内部等效电路
图1的a和b分别是IGBT和MOSFET器件的内部等效电路图。比对两者，可以看出，IGBT用一个新的内部寄生三极管PNP取代了MOSFET的内部寄生二极管DIODE，但仍保留了MOSFET的栅控制结构。在IGBT的导通过程中，在GATE上施加正偏压，沟道开启，MOSFET部分先产生沟道电流I1。由于I1的建立，PNP管的基极电流也随之建立。当PNP管完全导通后，IGBT的主导通电流I2也建立完成。而关断过程与导通过程相反，随着栅电压降为0或负值，沟道电流首先消失，导通电流随着PNP管的关断也逐渐消失。因此，IGBT正是这样一种集合了MOSFET的栅极控制技术及BJT的低阻、大电流特性的性能优越的新型功率器件。但是，也正是由于引入了BJT的特性，使得IGBT在关断时出现关断电流的拖尾现象，大大增加了器件的开关损耗。
二、IGBT的分类
在开关应用中，开关器件的功率损耗主要分为两类：低频应用中的导通损耗以及高频应用中的开关损耗。与MOSFET用RDS(on)来衡量导通损耗不同，IGBT由于引入了BJT结构，使得导通电阻比同型号的MOSFET更低，以实现大电流的特性。所以，业界定于导通饱和电压VCE(on)来表征IGBT的导通特性。其导通时的功率损耗可以表示为：
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（式1）
而在开关损耗中，特别需要关注的就是IGBT的拖尾电流所造成的损耗。根据所用Si 材料来讲，有外延材料和高阻单晶材料两种。用外延材料生产的IGBT 在高压击穿时耗尽层穿通高阻移区而称为穿通型IGBT（Punch Through）。用高阻单晶片生产的IGBT，由于高阻漂移区较厚，高压击穿时不被穿通而称为非穿通型IGBT（Non-Punch Through）。而近年来，结合这两种器件的特点，发展出了新型的场截止型IGBT（Field Stop）。图2给出了三种结构的示意图，图3给出了三种结构的性能对比。
图2、IGBT的三种基本器件结构
图3、三种基本结构IGBT性能的比较
从中可以看出，FS型结合了PT型和NPT型两者的优势：1. 开关损耗：
将FS型通过与PT型一样采用辐照等少子寿命控制技术进行处理后，可以大幅缩短电流拖尾的时间。相比较而言，不采用辐照工艺的NPT型的电流拖尾时间要长一些，会产生额外的损耗，但是由于其结构特性，使得它拖尾电流的振幅较小，在无法避免电流拖尾的情况下，达到关断损耗的最小化。但是辐照工艺也有其限制性，辐照后的器件在缩短电流拖尾时间的同时，也加剧了自身的漏电等级，会使VCE(on)增大。所以，FS型的优势就在于由超薄的厚度提供的超低的VCE(on)为基础，可以为辐照后的损伤做出最大限度的折中。2. 导通损耗：
图4、VCE(on)温度特性曲线
如图4所示，由于VCE(on)特殊的负温度系数特性，同等条件下PT型有着明显较低的导通损耗。而相对于VCE(on)都是正温度系数特性的NPT型和FS型，同等条件下FS型的VCE(on)要小于NPT型，即FS型较NPT型有着更低的导通损耗。3. 并联应用：
正是由于PT型特殊的VCE(on)的负温度系数特性，使得PT型器件很难应用于并联结构。当两个同类型的器件并联且完全导通时，稳定的大电流流过器件引起发热。正温度系数特性的NPT型及FS型器件在发热较多的一个器件上有着更大的VCE(on)，从而使这个器件的导通电阻变大，这样就对电流起了阻碍作用，起到了自动调节各支路电流均匀性的作用。而PT型的器件则无法做到。如果一定要将PT型的器件并联使用的话，就必须严格筛选，使用有相同VCE(on) 的器件来完成。4. 短路应用：
短路应用是IGBT器件的一大特色，在指定的短路条件下，IGBT器件必须在10μs内不会损坏。在相同条件下，VCE(on)越大，器件能承受的短路时间越长。所以NPT型和FS型更适合于短路应用。此外，由于在NPT型和FS型的结构中不再需要使用外延衬底，所以在成本上有着更大的优势。除了按照器件结构区分之外，IGBT跟MOSFET一样，可以根据栅极结构分为平面型（Planar）和沟槽型（Trench）两种。
图5、新型IGBT的主要参数对比
鉴于FS型IGBT的巨大优势，目前根据对高低频应用的功耗关注点不同，在FS型基础又发展出了最新的两种结构：软穿通型IGBT（Soft-Punch Through）以及沟槽场截止IGBT（Trench-Field Stop）。
图6、新型IGBT器件的结构对比
从结构来讲，SPT型就是Planar-FS型，其特点是：关断电压线性上升；低的电压尖峰；短的电流拖尾时间；在下降区域和拖尾区域间的转换非常平滑。所有这些特性使得SPT有极其优越的低开关能量损耗。而采用Trench结构的Trench-FS型则进一步的降低了VCE(on)。与相同条件下的NPT型相比，Trench-FS型的VCE(on)要低30%以上，管芯面积也能缩小近3成。所以根据上述的描述及图5中的数据对比，可以很明显的看出SPT型拥有最低的开关损耗，主要针对于高频应用，而Trench-FS型则在导通电压VCE(on)上有着绝对的优势，更适用于低频应用。
三、IGBT的特色性能
图7、最大额定电流 (APT50GT120B2RDQ2G)
相比较MOSFET而言，IGBT的各项性能定义基本相同，但是仍有部分特性的定义需要特别说明。下面以一些主要供应商的IGBT产品规格书为例进行说明。1. 额定电流IC：
与MOSFET不同，IGBT一般会定义两个额定电流，如图7，分别定义为TC = 25℃ 及100℃情况下的最大电流值。这是因为IGBT器件通常应用在高压大电流的工作环境中，持续的大电流会导致器件发热，所以高温下的电流能力对IGBT来说，是一个很重要的参考数据。通常所说的IGBT的额定电流就是指100℃时的电流值。在IGBT的额定电流计算中，功率损耗包括线性区和非线性区两个部分：
（式2）
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（式3）
图8、输出特性曲线
（式4）
（式5）
以APT50GT120B2RDQ2G为例，从图8中可以得到TJmax = 150℃时：RCE (on) = (7.2–4) / (125-50) = 0.0427ΩVCE (on),(max) - VCE(on),(typ) = 0.5V，则VTOmax = 2.1 + 0.5 = 2.6V当TC = 25℃时则将上述数值代入式3，可以得到：IC = 94A当TC = 100℃时则将上述数值代入式3，可以得到：IC = 50A2. 开关特性：
图9、开关特性 (SGH15N60RUFD)
与MOSFET用纯阻性测试电路测得的开关特性不同，IGBT的开关特性一定要在感性测试电路中得到，并计算出开关期间的能量损耗。感性开关测试电路如图11，其典型的测试波形如图10。
图10、典型的开关特性波形
图11、感性开关测试电路
测试时，电容CBANK存储电压VCC作为电压源（一般定义为50%VCES），栅极电压为两个15V的脉冲波，在第一个脉冲周期中，调节导通电流IC达到要求，然后完成第一个脉冲信号与第二个脉冲信号的切换，在指定的电感LOAD下，测试第一个脉冲关断时的关断波形及第二个脉冲导通时的导通波形。由于两个脉冲周期间隔时间很短且假设电感LOAD的储能足够，忽略电路中的能量损耗，则两个脉冲周期中的导通电流相等。图10所示的波形中，将整个开关周期分为10个时间段：1）t0时间段：
导通过程的开始。栅极电压VGE上升到开启电压VGE(th)的过程。整个过程中，栅极驱动电流IG对输入电容Cge和Cgc充电，同时VCE维持在VCC的状态，IC为零。2）t1时间段：
IC充电LOAD的过程。随着VGE的继续上升，器件逐渐开启，开始有IC流动，当达到IO时，即达到了指定的导通电流。需要特别注意的是，在t1和t2过程中，VCE被拉低，这是由测试电路中的寄生电感LS和电流变化率dIC/dt引起的寄生电压VLS = LS*dIC/dt引起的。3）t2，t3时间段：
二极管DIODE反向恢复的过程。在t1时间段，DIODE电流开始下降，并产生反向恢复电流，直接增大了IC，同时其反向电压也拉低了VCE。随着VCE的降低，Cgc变大并加大对IG的吸收，使得VGE出现了一个尖峰电压。当t3时间段结束时，DIODE反向恢复过程完成。值得注意的是，快恢复二极管FRD将加剧IC的尖峰值，而一个理想的齐纳二极管（Zener Clamp）会得到更为平缓的曲线。4）t4时间段：
相当于MOSFET的米勒平台时间段。在这一过程中，IC回复到IO，VCE继续下降，下降速率为：
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（式6）
此时的Cgc已经变的很大， 在对Cgc充电的过程中，VGE维持在VGE,Io。5）t5时间段：
VGE上升到目标栅极电压VGG的过程。其上升速率为：
（式7）
其中Cgc,miller就是在低VCE状态下Cgc电容值。整个过程中，VCE达到饱和状态VCE(on)。6）t6时间段：
关断过程的开始。VGG下降到VGE,Io的过程。此过程中，VCC和IC均没有变化。7）t7时间段：
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（式8）
8）t8时间段：
MOSFET部分IC下降完成的过程。在此过程中，VGE降至开启电压，器件的MOSFET部分关断。IC的下降速率同样可以通过RG来控制：
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（式9）
此外，由于寄生电压VLS = LS*dIC/dt而引起了VCE的电压尖峰。9）t9时间段：
BJT部分的拖尾电流释放过程。正是由于这一过程的存在，IGBT的开关性能才会逊色于MOSFET。根据上述感性开关特性，规格书中的感性开关时间和能量损耗定义如图12，图13所示：图12、导通波形及参数定义
图13、关断波形及参数定义
导通延迟时间td(on)：从VG上升到10%开始到IC上升到10%为止的时间。导通上升时间tr：从IC上升到10%开始到IC上升到90%为止的时间。关断延迟时间td(off)：根据封装的不同，分为两个定义：单管IGBT（Simple device）的td(off)的定义为：从VG下降到90%开始到IC下降到90%为止的时间；模块IGBT（Co-pak）的td(off)的定义为：从VG下降到90%开始到VCE上升到10%为止的时间；导通延迟时间td(on)：从90%的IC下降到10%的IC所用的时间。导通能量损耗Eon：由IC上升到5%开始到VCE下降到5%为止这段时间内IC与VCE交叠区域所产生的能量损耗。关断能量损耗Eoff：由VCE上升到5%开始到IC下降到5%为止这段时间内IC与VCE交叠区域所产生的能量损耗。3. 发射极内部电感Le
图14、发射极内部电感 (SGH15N60RUFD)
IGBT的应用中，一般都会有大电流存在，其快速的电流变化率会在寄生电感上产生电压降。对驱动电路而言，发射极的寄生电感产生的电压降会直接影响到驱动电压的水平，从而影响到开关速率。对于常规IGBT封装形式，其典型发射极内部电感如下：
图15、反偏安全工作区域 (IRGP20B120U-EP)
图16、开关安全工作区域 (APT50GT120B2RDQ2G)
图17、短路安全工作区域 (IKW40N120T2)
4. 安全工作区域SOA：
有别于MOSFET只有一个安全工作区域，IGBT的安全工作区域分为四个方面，分别是正偏安全工作区域（FBSOA），反偏安全工作区域（RBSOA），开关安全工作区域（SSOA）和短路安全工作区域（SCSOA）。1）FBSOA：
FBSOA（Forward Bias Safe Of Area）就是导通状态下的IGBT允许的最大电流电压工作范围。FBSOA只会在规格书的曲线图中给出。如图18，其曲线的定义跟MOSFET的SOA曲线一样，分为DC区域和脉冲区域。
图18、FBSOA of IRGP20B120U-EP
2）RBSOA：
RBSOA（Reverse Bias Safe Of Area）定义的是在感性开关电路中，关断时最大电感电流ILmax的值。ILmax的值一般与最大脉冲电流ICM的值相等，而额定电压接近反向击穿电压。
图19、RBSOA of IXGA20N120A3
图20、RBSOA of IRGP20B120U-EP
值得注意的是，PT型和NPT型拥有不同的RBSOA的曲线。如图18的PT型的梯形曲线与图19的NPT型的矩形曲线有很大的不同，这表明NPT型在额定电压下关断箝位电感电流的能力强于PT 型。因此，PT 型I不适用于电感负载电路和马达驱动等电路，而且短路持续时间TSC较短，一般不给出短路安全工作区。但随着技术的不断革新，目前市场已经有专门针对短路特性进行优化的PT型IGBT。3）SSOA：
近年来IGBT的长足发展，使得不同结构的IGBT在性能分界上越来越模糊。所以有些公司给出开SSOA(Switching Safe Of Area）)来取代FBSOA和RBSOA。SSOA是兼顾导通（FBSOA）和关断（RBSOA）两种状态来考虑的。如图21，其最大电流定义为ICM，最大电压定义为反向击穿电压。
图21、SSOA of APT50GT120B2RDQ2G
SSOA的后半段与RBSOA相同，都是矩形的，但是前半段有所不同。这事由于IGBT开启时，往往是VCE还没有降下来，IC就达到负载电流了。在有续流作用时还要考虑到二极管的最大反向恢复电流Irrm，使得负载电流达到IC+Irrm。因此前段导通过程也存在高压大电流状态。4）SCSOA：
抗短路能力是IGBT的重要特点之一，是是BJT和MOSFET 所无法比拟的。由于IGBT 的短路能力，使电力电子电路可承受各种工业环境条件下的短路状态和异常严酷工作条件下而不致被损坏。
图22、SCSOA of PT50GF60B2RD
SCSOA(Short Circuit Safe Of Area)在规格书中一般用指定条件下的短流ISC和短路时间tSC来表征。其定义为在指定的结温（不高于最大结温）和特定的电源电压（不低于0.5VCES）下，当VGE 等于15V时，短路电流ISC不高于10倍额定电流IC，且在10μs的短路时间内不损坏。
图23、短路特性测试电路
图23为短路特性测试电路，原理很简单，即在DUT承受高压信号时，施加一个指定脉冲时间（一般为10μs）的栅极电压使其导通，测试导通器件的最大短路电流ISC，并确认在测试完成之后器件是否完好。标准短路测试波形如图24所示，ISC取电流波形的最高点。
图24、短路特性测试波形
5. 不同电流下的可用频率：
不同电流下的可用频率，对设计人员来说是一个重要的应用参数。其曲线图一般会在规格书的后面给出，但目前并不是所有的厂商都会给出这个曲线，很多时候需要自己计算。
图25、Usable Frequency versus Current of APT50GT120B2RDQ2G
工作电压600V；工作电流20A；工作频率20kHz；占空比35%；栅极驱动电压15V；栅极驱动电阻15Ω；结温112℃；壳温75℃。下面以APT50GT120B2RDQ2G为例，来计算是否能够符合这一应用。这时必须考虑到尖峰电压和电流的影响，APT50GT120B2RDQ2G额定电压1200V，100℃时的额定电流为50A，在留有余量的情况下，还能满足电流电压的需求。2） 确认结温112℃，IC为30A时VCE(on)用以计算导通损耗。
图26、输出特性曲线
从图25的特性曲线中，读取结温125℃，IC为30A时的VCE(on)约为3.2V。由于APT50GT120B2RDQ2G是NPT型的，所以结温112℃时的VCE(on)应该小于等于结温125℃时的3.2V。
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（式10）
可以得到Pcond = 30×3.2×0.35 = 33.6W3）根据规格书的数据以及总功率损耗Ptot的计算公式：
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（式11）
可以得到Ptot = (112-75) / 0.2 = 185W图27、不同栅阻下的开关能量损耗曲线
如图26曲线，可以读取到栅极电阻15Ω时，Eon@25A为4000μJ，Eon@50A为8000μJ，则可以取Eon@30A为6000μJ。同理可得Eoff@30A为3250μJ。根据图27，结温112℃时的能量损耗约为结温150℃时的80%。由于图27是在VCE = 800V时测试得到的，所以最终可以计算得到的600V时的开关损耗为：Eon = (600 / 800) × (6000×0.8) = 3600μJEoff = (600 / 800) × (3250×0.8) = 1950μJ总的功率损耗Ptot由两部分组成，一部分为导通损耗Pcond，另一部分则是在指定时间内的开关能量损耗，所以Ptot可以表示为如下公式：
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（式12）
则将这个指定时间ts取倒之后，就可以得到最大频率的fmax计算公式：
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（式13）
fmax = (185-33.6) / [(3600+1950) ×10-6]= 27279 Hz = 27 kHz > 20 kHz所以，APT50GT120B2RDQ2G能够满足之前的开关电源中硬开关的应用要求。
参考文献
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[11] “SGH15N60RUFD”, Datasheet, Fairchild.
[12] “IKW40N120T2”, Datasheet, Infineon.
[13] “IRGP20B120U-EP”, Datasheet, International Rectifier.
[14] “IXGA20N120A3”, Datasheet, IXYS.
